1、本文中说，图(05)全桥电路中Q1和Q4同时导通，同时关断，Q2和Q3同时导通，同时关断。如果Q1和Q4由于管子参数分散性，Q1导通时间比Q4稍长(但仍存在“死区”，即Q1和Q2导通时间没有重叠)，对全桥开关电源的工作有什么影响？如果Q1和Q4导通时间相等，Q2和Q3导通时间也相等，但Q1导通时间比Q2导通时间稍长呢？

如果上次图(05)中Q1导通时间比Q4稍长，对全桥开关电源工作没有影响，因为Q1和Q4串联，二者中只要有一个关断，变压器初级就无法获得通路，Q4关断后变压器初级绕组即断电。

如果Q1和Q4导通时间相等，Q2和Q3导通时间相等，但Q1导通时间比Q2导通时间稍长，意味着全桥两个对角线导通时间稍有不同。这种情况发生时，全桥电路中电容Cb将被充电，两端电压左负右正。于是变压器初级绕组两端电压波形如上次图(04)，不过原图Q1应该换成Q1Q4，原图Q2应该换成Q2Q3。全桥电路工作仍不受影响。

2、如果本文图(05)的全桥电路，四个开关管Q1～Q4开关状态是Q1Q2交替导通，Q3Q4也是交替导通，但全桥四个开关管左侧和右侧同时工作，即Q1和Q3同时导通同时关断，Q2和Q4同时导通同时关断，变压器初级两端电压应该是什么样的波形？

上次图(05)的全桥电路，Q1和Q3同时导通同时关断，Q2和Q4同时导通同时关断，那么变压器初级绕组两端在Q1和Q3导通时电位均为电源电压正端电位，初级绕组两端在Q2和Q4导通时电位均为电源电压负端电位，初级绕组两端电压为零，波形自然是横轴，即一条纵坐标为零的直线。

第09次活动，请各位阅读《开关电源设计 第三版》第4章“反激变换器”。

反激变换电路，是小功率隔离变换器最常用的电路。

反激变换电路是由Buck/Boost电路发展变化而来的。其发展变化过程，见本文图(01)。

图(01)

图(01)中，(1)就是我们以前讨论过的Buck/Boost电路。由(1)图，第一步把电感L拆成初级绕组Np和次级绕组Ns紧密耦合的变压器，成为(2)图。

第二步，把开关管G由Np上方与Np串联，移动到Np下方与Np串联。因为开关管G移动前与移动后都是与Np串联，所以这样的移动对电路工作没有影响。移动到下方，目的是开关管的发射极(对MOS管来说是源极)与直流电源有个公共端，这样驱动电路的联接比较方便。移动后就成了(3)图。

第三步，把次级绕组Ns连同二极管D、电容C2和负载上下颠倒，变成(4)图。这只是为了看图方便，并没有改变电路。

第四步，次级的整流二极管D由Ns下方移动到上方，与Ns的联接没有变化。由于二极管和Ns绕组移动前和移动后均串联，方向也没有变化，所以这样的移动对电路工作没有影响。而(5)图，就是最基本的反激电路。本文图(02)是从《开关电源设计 第三版》图4.1复制来的。我们看到：(5)图与本文图(02)相同，不同之处仅在于图(02)中变压器有两个次级，也就是两路输出，另外，图(02)画出了反馈电路框图。

图(02)

所以，反激电路是由Buck/Boost电路将电感L换成具有相互之间紧耦合的初级绕组和次级绕组的变压器而成的。因为变压器初级绕组Np和次级绕组Ns之间是隔离的，即Np和Ns之间没有电气联系，所以反激电路输入与输出之间与正激电路、推挽电路、半桥电路、全桥电路一样，是隔离的。

反激变换器的工作和Buck/Boost电路完全相同。在Buck/Boost电路中，开关管导通时，直流电源向电感传输能量，但开关管导通这段时间内直流电源并不向负载传输能量，输出端的负载完全靠输出端的电容放电供应电流。而开关管关断时，电感在开关管导通期间所存储的能量向输出端的电容传输能量，使电容充电。参见本文图(01)的(1)图。反激变换器也是一样，当开关管导通时，变压器次级的二极管关断，次级没有电流，变压器如同一个电感一样，直流电源向变压器初级这个电感传输能量，能量存储在变压器铁心中，负载完全靠输出端电容放电供应电流。开关管关断期间，变压器铁心中存储的能量向输出端的电容传输能量，使输出端电容充电。正是因为开关管导通期间直流电源并不向负载传输能量，开关管关断期间才把铁心中存储的能量传输到输出端，所以才称这种电路为反激电路。

和正激电路以及推挽、半桥、全桥电路不同，反激变换器里面的变压器是要在开关管导通期间储存能量的，以便开关管关断期间将能量传输到负载侧。而正激电路以及推挽、半桥、全桥电路中的变压器并不需要在开关管导通期间储存能量。相反，正激电路以及推挽、半桥、全桥电路变压器在开关管导通期间储存的能量(励磁电流所带来的)必须在开关管关断期间被释放。反激电路则不需要为励磁电流作任何考虑：铁心中储存的能量将在开关管关断期间于变压器次级释放。

反激电路和Buck/Boost电路一样，有电流断续和电流连续两种工作状态。图(02)波形是电流断续工作状态的波形。两种不同工作状态，详见《开关电源设计 第三版》4.3节和4.4节，我们不在此详细讨论。

反激电路电流断续工作状态，每个开关周期中开关管导通期间由输入直流电源储存在变压器中的能量在开关管关断期间完全传输到次级，传输完成后变压器储存的能量为零。但在电流连续工作状态中，变压器所储存的能量只有一部分传输到次级还有一部分仍然储存在变压器中。当然，每个开关周期开关管导通期间由输入直流电源传输到变压器的能量必定与开关管关断期间变压器传输到次级的能量相等。

我们只在此指出一点：反激变换器在电流断续工作状态下，如果开关频率固定，占空比固定，那么次级直流输出功率是确定的。因为每个开关周期内，开关管导通时间固定，输入直流电源传输给变压器的能量是固定的。所以，如果负载开路，反馈回路又没有起作用，输出电压将变得非常高，可能会损坏次级的整流管和电容，甚至损坏初级的功率开关管。这种情况容易发生在调试过程中，不懂反激开关电源工作的新手可能会断开反馈回路来看看这个反激电路是否能够正常工作。

前面已经说过：反激变换器里面的变压器是要在开关管导通期间储存能量的，在开关管关断期间将变压器储存的能量传输到次级。实际上，储存能量全靠励磁电流。要使反激变压器储存足够的能量，势必励磁电流要比较大才行。但是，比较大的励磁电流，将使铁心进入饱和，而铁心进入饱和后，铁心中磁场能量不再增加，反而是变压器初级电流增大，增大的这部分电流，主要是使导线和开关管发热。为此，使用铁氧体铁心的反激变压器要在磁路中加气隙(实际上是在铁氧体磁心的磁路中加入不导电也不导磁的物质)，以防止铁心进入饱和。加气隙防止铁心磁饱和，参见《开关电源设计 第三版》4.6.2节，同时参考该书图2.5磁化曲线。铁氧体是目前各种开关电源最常用的磁性材料，反激电路变压器加气隙，是反激电路的一个特点。

铁氧体磁心加气隙，一种方法是在磁路中垫纸或者塑料薄片，另一种方法是把铁氧体磁心中心柱磨短一些。显然，后一种方法只能在铁氧体磁心生产厂家里面实现。

反激变换器的变压器磁路中应该加多大的气隙，以后讨论反激变换器设计时再讨论。

另一个不让铁心进入磁饱和的方法，是使用适当的铁粉心。铁粉心是导磁材料的粉末和塑料混合，再压制成一定形状。由于导磁材料粉末颗粒之间有塑料隔开，相当于导磁材料粉末颗粒之间加上了很多微小的间隙，也就相当于加入了气隙。不过，铁粉心的使用现在仍不如铁氧体磁心普及。

在《开关电源兴趣小组第05次任务》中，我们曾留过一道思考题“理想的Buck/Boost电路，开关管关断时两端承受的最大电压是多少？”。答案在第06次任务中已经给出：“理想的Buck/Boost电路，开关管关断时两端承受的最大电压等于输入电压与输出电压绝对值之和”。前面我们又指出：反激电路是由Buck/Boost电路发展变化而成。那么，对反激电路，开关管关断时两端承受的最大电压是多少？

理想的反激电路和Buck/Boost电路相同，开关管关断时两端承受的最大电压是输入电压与输出电压绝对值之和。只不过这里“输出电压”并非反激变换器变压器次级整流输出的直流电压，而是变压器次级整流输出的直流电压经变压器反射到初级的电压。反激变换器开关管关断时，变压器次级电压反射到初级的电压，和输入直流电源电压恰好叠加，所以开关管关断时承受的最大电压等于直流电源电压加上次级反射到初级的电压。反射到初级的电压，当然是次级电压除以匝数比而得到的(我们定义匝数比为初级匝数除以次级匝数)。这一点在图(02)的(d)行波形中得到了体现，(d)行波形是开关管两端电压波形，A1部分(开关管导通)的高度和A2部分(开关管关断)的高度并不相同。所以，恰当地选择变压器次级初级匝数比，可以使开关管关断时承受的最大电压低于二倍直流电源电压，这就降低了对开关管电压容量的要求。当然，这不是无代价的，开关管的电流容量必须更大些才能够使电压容量降低。

在《开关电源设计 第三版》的叙述中忽略了一点，所以本文图(02)也就是《开关电源设计 第三版》图4.1，电路是不能正常工作的！

该书忽略了什么，导致该电路不能正常工作？

前面我们曾经指出：反激电路是由Buck/Boost电路发展变化而成。本文图(01)的第一步，就是把Buck/Boost电路中的电感L改成了具有初级绕组Np和次级绕组Ns的变压器。单个线圈当然无所谓漏感，但改成变压器后，变压器初级与次级之间不可避免地要存在一定漏感。变压器初级对次级的漏感，在讨论正激变换器时曾经说过，是与初级串联的。反激电路中的变压器，初级在开关管导通期间储存在变压器中的能量将在开关管关断期间传输到次级，但漏感在开关管导通期间储存的能量却无法在开关管关断期间传输到次级，必须在开关管关断期间在初级释放掉。如果漏感所储存的能量无法得到释放，就会在开关管关断瞬间使开关管两端产生一个相当高的电压尖峰。这个电压尖峰通常将使开关管被击穿而损坏。所以，漏感所储存的能量必须在开关管关断时得到释放。

释放变压器初级对次级的漏感所储存的能量，在《开关电源设计 第三版》讨论推挽变换器电路的图2.7中已经给出了一种方法，即在开关管两端并联RCD电路。可惜该书在反激变换器这一章中却对释放漏感所储存的能量只字未提。释放漏感所储存能量的另一种方法，是在变压器初级两端并联RCD电路。本文图(03)复制于开关电源控制芯片UC3844的典型应用电路。这两种方法在图(03)中用红色框圈出。两个红色框中RCD电路稍有不同，但功能是一样的。至于UC3844如何工作，此电路如何稳定输出电压，暂时我们不管它，以后我们会讨论。

图(03)

上图红色框内的RCD电路，把漏感所储存的能量消耗在电阻上，使电阻发热(注意这个电路直流输出功率仅为27W，但R11和R12均为2W额定耗散功率)，而不是像半桥全桥电路那样把漏感所储存的能量返回到输入直流电源。这样做，当然会降低反激开关电源的效率。但该电路比较简单，小功率开关电源又对效率要求不是很高，所以这种RCD电路在小功率的反激开关电源中得到广泛采用。也有不把漏感所储存的能量转化成热量的电路，但比较复杂，成本也比较高，小功率反激开关电源中很少见。

由上面的叙述，反激开关电源变压器的漏感对效率影响比较大。减小漏感，是反激开关电源变压器的重要问题。如何减少变压器漏感，通常是在变压器的绕制方法上下功夫。绕制变压器时减少漏感的方法，我们以后会讨论。

第09次思考题

1、本文图(02) 也就是《开关电源设计 第三版》图4.1的(d)行波形中，A1部分和A2部分面积相等。这两部分面积相等说明了什么？提示：此行波形的纵坐标是电压，横坐标是时间。

2、假定本文图(02)电路中，开关管Q1关断之前瞬间初级绕组里面电流峰值为Ip，次级整流输出后电压为Vo(图中标注为Vom)，变压器初级次级匝数比为Np/Ns(图中标注为Np和Nsm)。不考虑上面的绕组Ns1(假定D1、C1和Ns1均开路)。问开关管Q1关断之后瞬间D2中电流以及次级绕组Nsm两端电压是多少？开关管Q1关断后瞬间初级绕组Np两端电压是多少(不考虑变压器初级对次级漏感)？

3、正激变换电路可以发展变化成两个开关管交替导通关断的推挽、半桥电路，反激变换电路是否可以发展变化成两个开关管交替导通关断的推挽或者半桥电路？

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